AD8428 就像一把狙击枪，击中了我～

昨天写了这个 mHz，uV 的采集难点；然后评论区也说了可能有射线，引力波的影响，这些都没有错，但是我们仍然需要它；这篇文章也仍然延续这个话题，提问者还问使用 ADI 的AD8428 可以做这个设计吗？

评估：μV+mHz带宽的采样系统难点（漂移难控制）

现在很少有芯片可以让我眼前一亮了，但是这个仪表放大器做到了！

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初见是比较普通的，无妨，继续看数据。

正好使用了一下 ADI 的AI 工具，感觉还是得需要继续努力

初相见这个 2000 增益就知道它还是太权威了

初相见这个 2000 增益就知道它还是太权威了

首先AD8428 不是通用可调增益 INA，而是一颗“把超高固定增益、低噪声、高带宽、较高 CMRR”一起做到很强的专用仪表放大器；它的核心定位是：把非常小、但变化又不算慢的差分信号，直接放大 2000 倍，同时尽量不把共模、噪声、漂移和高频寄生问题放大坏。

官方首页就把它定义为固定增益 2000、低噪声、低增益漂移、3.5 MHz 带宽的仪表放大器。

从规格页看，AD8428 最醒目的指标是：

固定增益 G = 2000

输入电压噪声 1.5 nV/√Hz @ 1 kHz

0.1–10 Hz 电压噪声 40–50 nV p-p

CMRR 140 dB min（DC~60 Hz）

增益漂移 5 ppm/°C

失调漂移 0.3 μV/°C

小信号带宽 3.5 MHz

10 V 大步进到 0.01% 建立时间 0.75 μs

电源范围 ±4 V 到 ±18 V

这是 INA333

这是 INA333

这组参数组合说明它并不是那种“慢速、低功耗、随便放个热电偶”的普通 INA，而更像：高频小信号传感器前端，超声 / 压电 / 加速度 / 振动，医疗监护里幅度很小但又希望有速度的前端，而且高频高增益链路的第一级。

也就是说，它追求的不是“万能”，而是在 G=2000 这个很夸张的闭环增益下，仍然保持很低噪声、很宽带宽和很快恢复；这正是它最有价值的地方。

为什么它固定增益 2000？这不是很死板吗？

一般的仪表放大器会使用一个外置的 Rg 来调节

一般的仪表放大器会使用一个外置的 Rg 来调节

很多传统 INA 用外接 设增益；优点是灵活，缺点是：外接电阻误差进入增益误差，温漂进入增益漂移；布线寄生、电阻寄生、噪声也会进入系统；在高增益和高频下更难保持一致性。

AD8428表面看很死板，实际上这是它性能强的原因之一。

官方说明里强调，所有增益设定电阻都在芯片内部，而且精密匹配，因此带来了很好的：增益精度，增益漂移，上电后快速稳定，高频 CMRR 表现 。

把 G=2000 做成“芯片内精密固化”，换来更低的增益漂移，更稳定的频响，更高的一致性，更好的高速/高增益表现。

所以它的哲学不是“一个器件应付所有增益”，而是：

如果用户明确就要超高增益，那我把这个增益点做到极致。

它的内部结构到底是什么？

这是最值得认真看的部分；第 13 页的理论部分给了简化原理图（英文版）。AD8428 基于经典三运放仪表放大器架构，但做了非常激进的高速化实现。它有两级：

第一级前置放大：增益 200

第二级差分减法器：增益 10

总增益就是：

也就是 200 × 10。

那为什么要拆成“200 × 10”，而不是一口气 2000 倍？

这个问题很关键；文档明确说，传统三运放 INA 在高增益下容易被大干扰信号搞饱和，而 AD8428 把总增益拆成两级，目的是降低前级饱和风险，增大共模范围与差模范围之间的平衡余地。

通俗地说：如果第一极就直接 2000 倍，输入端只要有一点点差模或共模耦合，内部节点马上飞掉；现在第一极只做 200 倍，内部先把微弱差分信号抬起来，但还没大到立刻把自己打饱和；第二级再做 10 倍，同时完成共模去除。

所以这种结构有两个好处：

1. 高速高增益还能保住动态范围
2. 可以在两级之间做文章——这就是它最特别的地方：FIL 端子

FIL 端子到底是什么，为什么这颗芯片特别强调它？

在中间

在中间

AD8428 的一个标志性特征就是：

Pin 2: −FIL

Pin 3: +FIL

它们并不是普通输入端，而是位于第一级和第二级之间的内部节点访问口；文档明确说，这两个端子允许用户在两级放大之间接入网络，改变第二级之前的频率响应。

在这里，还做了输入保护

在这里，还做了输入保护

这意味着用户可以做一些有趣的事：

低通

在 +FIL 和 −FIL 之间加电容 ，得到一级差分低通：

这里 6 kΩ 来自内部电阻。

降低总增益

在两 FIL 之间跨接电阻，可以把总增益从 2000 往下拉。文档给了关系式：

并给出求电阻的公式：

但官方也明确提醒：这样做后绝对增益精度只剩 10% 级别，而且外部电阻温漂会恶化增益漂移。真要在别的增益上追求高精度，建议考虑 AD8429。

也是算用的没本事了

也是算用的没本事了

陷波 / 选频

在两 FIL 之间接串联 LC，可形成陷波网络。中心频率为：

Q 值为：

这特别适合已知窄带干扰。

这个设计很高级，因为普通做法是在输入端直接滤波，但输入端滤波常带来几个问题：破坏两输入路径对称性，也会增加源阻抗不平衡，这样做会恶化高频 CMRR；可能让前级更容易被共模拖垮。

而 AD8428 给的 FIL 端子是在两级之间；所以实际上是在：

第一级先把真正的差分信号提上来，然后在第二级前有选择地削掉不想要的频率成分。

这和“输入端瞎加 RC”完全不是一个层级的设计思想，因为输入的信号是非常脆弱的，现在可以比较放肆一点的处理了。

它为什么能在 G=2000 下还有 3.5 MHz 带宽

AD8428 前级采用current feedback topology，第一级增益 200，第二级差分放大 10，因此在 G=2000 下还能做到 3.5 MHz 带宽，等效增益带宽积约 7 GHz。

这个数据非常夸张，理解方式是：

当然它不是普通单运放意义上的 GBW，但这个数量级足以说明：这颗芯片不是慢速精密 INA，在超高增益下仍能保留很宽的小信号带宽；很适合微弱高频差分信号。

它的噪声到底怎么理解？

电压噪声

规格给出：

1.3–1.5 nV/√Hz @ 1 kHz

40–50 nV p-p（0.1–10 Hz）

这非常低，已经接近一些低噪声双极型运放的水平。

电流噪声

1.5 pA/√Hz @ 1 kHz。150 pA p-p（0.1–10 Hz） ；这说明它更适合低到中等源阻抗传感器，因为电流噪声乘上源阻抗后会变成输入等效电压噪声。

输入这里也只是 132k，对高阻抗输入信号是会明显有加载效应的

输入这里也只是 132k，对高阻抗输入信号是会明显有加载效应的

官方是如何算总噪声的？

总输入参考噪声主要由三项构成：源电阻噪声+仪放电压噪声+仪放电流噪声

源电阻热噪声

文档给近似式：

比如两侧总源阻抗分别是 4 kΩ 和 1 kΩ，则电阻热噪声合成约：

电流噪声引入项

若电流噪声约 1.5 pA/√Hz，则对 4 kΩ 和 1 kΩ 两侧：

总噪声

和器件本身电压噪声 1.5 nV/√Hz 做均方根合成，文档例子得到约：

也就是说，在实际系统里，器件本身不一定是主要噪声源，前端源阻抗经常更关键。

如果测的是桥式传感器、压电、应变、线圈、低阻抗差分源，AD8428 很强；但如果接的是：超高阻抗电极，大电阻分压源；或者mHz/近 DC 生物电高阻电极。

那就要非常谨慎，因为：

一旦 大，电流噪声项会很快抬头；所以它更偏向低阻抗源 + 小信号 + 高频 / 中频。（这是阻抗导致的）

输入共模范围要特别小心！！！

INA 最难的地方就是在这个共模范围

INA 最难的地方就是在这个共模范围

因为一般是 3 个 OP，各种都有自己的限制，所以这个共模范围是要精确选择的，各家都有工具的。

ADI仪器仪表放大器砖石图设计工具

由于三运放结构是先在第一级施加增益，再在第二级去共模，所以内部 Node1/Node2 承受的是：被放大的差分信号，输入共模信号，还有二极管压降；因此即使外部输入和输出看起来都没超限，内部节点也可能先撞到电源轨。

15V 才是真真正正的不浪费性能！

15V 才是真真正正的不浪费性能！

这种图的意思是不能只看：输入差分多大，输出摆幅够不够？还必须同时看：输入共模落在哪？输出想摆到哪？？供电是多少？这颗器件在高增益下尤其如此。

REF 引脚不是随便接地这么简单～

它的作用传统意义是做电压抬升的，因为单电源供电会把下半周波抹掉。

首先输出是相对于 REF 定义的，可通过 REF 把输出平移到中点电压，方便接单电源 ADC；但 REF 源阻抗必须远小于 1 Ω，否则会对正输入路径产生不均匀增益，进而恶化 CMRR 。

它还给出一个等效增益关系：

这说明只要 REF 驱动不够硬，内部参考网络就不再理想对称。所以要想性能最好REF 最好：由低噪声缓冲器驱动，走线短，接本地干净基准点；不要把 REF 当成“随便拉个电阻到地”的普通偏置脚！

输入偏置电流回路为什么单独占一节？

在去年的文章使用 TI 的文章也写过了：

就是 INA 的引脚有偏置电流，会缓慢积分

就是 INA 的引脚有偏置电流，会缓慢积分

因为任何双极型输入前端都需要偏置电流回路；如果信号源本身不能提供回路，比如：热电偶，变压器，电容耦合源；那就必须人为加回路，否则输入会漂到莫名其妙的位置。

在这里

在这里

热电偶可加大阻值回路电阻，如 10 MΩ，电容耦合要在两侧补偏置回路；否则会出现输出乱飘、饱和、低频不稳

输入保护怎么理解？

在这里

在这里

供电最大 ±18 V，输入端最大不能超过 ±VS；而且差分输入绝对最大 ±1 V ；注意最后这条非常容易被忽视；因为很多人会觉得“仪表放大器嘛，差分输入当然能很大”，但这颗高增益高速器件不是这样。

第 15 页进一步说，如果可能出现超出电源轨或过大差分输入，必须加串联保护电阻，并给出计算式；如果还想兼顾低噪声，可配合低漏电钳位二极管如 BAV199，并在芯片前串一个小电阻如 33 Ω。

AD8428 很强，但不是“耐造型”，作为高增益前端，要特别注意过载和插拔瞬态；传感器可能开路、热插拔、ESD、感应尖峰时，一定要设计保护。

RFI 滤波器

AD8428 因为高增益 + 低噪声，所以对 RF 整流特别敏感；长导线和长 PCB 走线会把射频带进来，表现成：直流偏移，一串脉冲，莫名其妙的测量误差。

官方推荐的输入 RFI 网络是：每路串 33 Ω，每路对地一个 ，两输入之间一个更大的 ，还可串磁珠。

并给出：

且要求：

主要限共模， 主要限差模；通过让差模电容远大于共模电容，减小匹配误差带来的 CMRR 下降 。（也是老传统了）

图 14 很有杀伤力

非常直观地说明：源阻抗失配会显著吃掉高频 CMRR；也就是说，哪怕芯片本身 DC 到 60 Hz CMRR 可达 140 dB，外围一旦不对称：保护电阻不等，线长不等，输入电容不等，传感器两端阻抗不等；实际系统 CMRR 会比手册理想值差很多。

动态性能怎么理解？

这颗芯片的另一个亮点是建立时间和大信号恢复：10 V step 到 0.01%：0.75 μs；到 0.001%：1.4 μs；压摆率：40–50 V/μs

这意味着它不仅小信号带宽宽，而且在快速变化时也能很快回到精密状态；适合：需要高增益同时还要抓快速变化的小信号，快速脉冲/冲击/振动波形，甚至后面直接接高速 ADC。

后记

很久没有看到这么有意思的东西了。在 G=2000 这种极高增益下，仍然有很低电压噪声，很高带宽，很高 CMRR，很快建立；而且FIL 端子设计非常高级，给了中间节点频响塑形能力；像一把“高倍、快速、低噪声的精密狙击枪”，不是瑞士军刀。

用好也不容易，要控制 Layout 和传感器的原阻抗。（希望国内也搞出这种东西，虽然不会卖很多，但是绝对是王者级别的东西。）