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社区首页 >专栏 >地球听诊器-地震检波器:需要捕捉微弱信号(微伏级)并保持极低的噪声水平

地球听诊器-地震检波器:需要捕捉微弱信号(微伏级)并保持极低的噪声水平

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云深无际
发布于 2025-05-06 07:39:04
发布于 2025-05-06 07:39:04
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文章被收录于专栏:云深之无迹云深之无迹

今天看个好玩的,地震检波器:

这个是探矿用的一个

这个是一个正经地震台使用的探头

地震检波器是一种被动式的地震动速度传感器,结构简单、坚固耐用,且无需电源供电。

  1. 固定磁铁安装在外壳上;
  2. 线圈被弹簧悬吊,能在磁场中自由移动;
  3. 运动原理:当地震动导致外壳和磁铁随地面一起运动时,线圈相对于磁场切割磁力线,从而感生电动势(基于法拉第电磁感应定律);
  4. 输出信号与速度成正比。

可以看到相关的参数,其实是一个电感传感器

一个内部,感谢互联网的图片,右面的图是比较典型的。

这类传感器都是微弱的感应电压差分形式输出:关于回弹眼压计若干技术问题探讨 (现在感觉技术也解禁了,就放出来了),反正传感器这块咱们就不研究了,不懂哈。

事实上,没有办法一次说明白,这次就还是看老朋友的东西,其次一点就是LHA9954对标的就是 TI 的1284:

另外 LTC2500 已经写了四篇了:

LTC2500-32 来自 LT 的怪兽级ADC

新型SAR ADC架构-LTC25xx 的设计之道

如何一边保持 SAR·ADC的快速信号跟踪又一边兼顾△∑ ·ADC的精准

如何一边保持 SAR·ADC的快速信号跟踪又一边兼顾△∑ ·ADC的精准.补篇

地震波检测系统需要:

  1. 高灵敏度:能够检测微弱的地震信号(通常在微伏至毫伏范围)。
  2. 低噪声:背景噪声必须极低,以确保信号完整性。
  3. 高分辨率:32位分辨率可捕捉信号的细微变化。
  4. 低功耗:便携式或远程监测设备需长时间运行,功耗需优化。
  5. 宽动态范围:支持不同强度的地震信号。

设计信号链以前要知道我们要调理信号的情况:

检波器输出信号幅度最小为几十μV(例如20-50 μV),信号链总均方根(RMS)噪声需小于1.0 μV RMS。

地震波信号的微弱性要求信号链具有极低的噪声水平,以确保微伏级信号不被噪声淹没。

总RMS噪声包括传感器噪声、前置放大器噪声、ADC噪声以及外部电路(如电源、参考电压)引入的噪声。

1.0 μV RMS的噪声目标意味着信号链的信噪比(SNR)在微弱信号下需极高,尤其是在高增益放大场景中。微伏级信号需要高增益放大(PGA),但高增益可能放大系统噪声,因此需优化放大器和ADC的噪声性能。

为什么要使用 32bit 的?很大一个原因是大的动态范围,可以做个简单的计算;比如信号幅度从几十μV到1-2V,动态范围需达到140 dB。

但是140 dB的目标进一步要求极低的噪声地板和极高的线性度,远超常规ADC的性能。

  1. 最大信号:1-2 V(取2 V)。
  2. 最小信号:20 μV(假设)。
  3. 动态范围 = 20 × log10(2 V / 20 μV) ≈ 20 × log10(100,000) ≈ 100 dB(仅考虑幅度)。

加上噪声限制(<1.0 μV RMS),实际动态范围需涵盖噪声地板到最大信号,所以140 dB动态范围要求32位分辨率或更高,同时需要极低的非线性失真和噪声贡献。

还有什么啊?带宽!对带宽!要求信号链需具有平坦的低通带宽,范围为300 Hz至400 Hz。

地震波信号的频率范围较宽(0.1 Hz至几百Hz),但主要能量集中在低频段(<400 Hz)。

平坦的300-400 Hz带宽确保信号在该频率范围内无显著幅度衰减或相位失真。

低通滤波器的截止频率需略高于400 Hz(例如500 Hz),以避免信号衰减,同时抑制高频噪声。需要设计抗混叠滤波器以确保平坦通带,同时避免引入额外的噪声或失真。

另外为避免谐波分量与有效信号混叠,信号链的谐波分量需极小,总谐波失真(THD)优于-120 dB。

地震波信号的谐波分量可能由非线性元件(如放大器或ADC)引入,若与有效信号混叠,会降低信号质量。

THD优于-120 dB意味着信号链的非线性失真极低,输出信号几乎无谐波干扰。其实就是抗混叠要求在奈奎斯特频率(采样率的一半)以上有效衰减高频分量,通常需要多级低通滤波器。需要信号链实现超低THD需要高线性度的放大器和ADC,同时抗混叠滤波器的设计需精确控制截止频率和滚降斜率。

(这里还有一堆稿子,我懒得写的,下篇补吧)

LHA9954的特性(高SNR、低THD、灵活的工作模式)完美匹配这些需求。

接下来看看内部的框图:

很明显是在咬 TI 的屁股(hhhh)

该说不说确实挺强的

范围是比 TI 的大一些的

另外在高精度的模式下:信噪比(SNR)为135.4 dB(250 SPS,PGA = 1),更慢的采样率提供更高的精度,适合要求极高分辨率的应用。

总谐波失真(THD):-130 dB,表明其输出信号失真极低,在应用中做了测试:

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PGA = 1, Vin = 2.36V@31.25Hz Sine Wave, Temperature = 25℃, First 5 Harmonics

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PGA = 2, Vin = 1.18V@31.25Hz Sine Wave, Temperature = 25℃, First 5 Harmonics

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PGA = 4, Vin = 590mV@31.25Hz Sine Wave, Temperature = 25℃, First 5 Harmonics

测试了不同PGA增益下的THD性能:

  1. PGA=1:输入2.36V@31.25Hz正弦波,THD极低(未明确数值,但参考datasheet为-130 dB)。
  2. PGA=2:输入1.18V@31.25Hz正弦波。
  3. PGA=4:输入590mV@31.25Hz正弦波。

低THD确保信号失真最小,适合地震波信号的高保真转换。测试条件(31.25Hz)与地震波的低频特性(通常<100Hz)一致。

另外作为一个高 bit ADC,积分非线性(INL):1 ppm/FSR,显示出极高的线性度。

共模抑制比(CMRR):127 dB,能有效抑制共模噪声。个人觉得底下也有共模干扰?哦哦哦哦,可以做别的仪器设计。

数据速率:最高支持 4 KSPS(每秒采样次数)。这一点是和 TI 的是一致的,但是这个采样率确实是不是很快。

支持多个输入通道切换,适合多路信号采集。作为积分 ADC包括 Sinc、有限冲激响应(FIR)和无限冲激响应(IIR)滤波器,可选线性相位或最小相位模式。

高通滤波器(HPF):用于去除低频噪声或直流偏移。

可编程增益放大器(PGA):提供灵活的信号放大选项,个人感觉接运放是不太好控制的,噪音肯定又大了,这种应用直接滤波就在 ADC 里面了。

另外可以通过寄存器(如 OFC0~OFC2 和 FSC0~FSC2)实现自动校准,减少测量误差。还有支持外部同步信号,确保多设备协同工作时的时序一致性。

另外,TI 的不让看设计:

申请不了一点

看LHA 的,然后我直接一通瞎几把设计!

看着比较简单,其实一点也不难

差模滤波器(元件:C4, R1, R2, R3, R4)去除输入信号中的高频差模分量,防止高频噪声混叠到ADC的有效信号中。

差模滤波器通常为RC低通滤波器,C4跨接在差分输入(AINP和AINN)之间,R1-R4为串联电阻。

假设R1=R2,R3=R4,滤波器形成对称结构,截止频率为:

地震波信号的主频为0.1-400 Hz,抗混叠滤波器截止频率应略高于400 Hz(例如500 Hz),以确保300-400 Hz带宽平坦。

电阻值(R1-R4)需平衡噪声和带宽。低电阻(例如1 kΩ)减小热噪声,但增加功耗;高电阻(例如10 kΩ)降低功耗,但可能增加噪声。

C4需选择低噪声、高精度的陶瓷电容(如C0G/NP0型,10 nF至100 nF),以避免介电吸收引起的失真。

热噪声贡献:电阻热噪声为 :

需确保总噪声<1.0 μV RMS。

共模滤波器(元件:C2, C3, R1, R2)去除输入引线的共模高频分量,抑制共模噪声(如电磁干扰)。

C2和C3分别连接AINP和AINN到地(或中间电源点),与R1、R2形成共模低通滤波器。

共模截止频率为:

(假设C2=C3,R1=R2)精密匹配电阻网络对精密信号链的设计至关重要 可以使用这样的电阻来提高精度,什么富哥行为。

共模抑制比(CMRR)由LHA9954的127 dB CMRR和滤波器设计共同决定。

C2、C3需匹配(容值误差<1%),以避免共模信号转换为差模噪声。可以选择C2=C3=100 nF,R1=R2=1 kΩ,截止频率约1.6 kHz,适合抑制高频共模干扰;确保滤波器不影响差模信号的平坦带宽(300-400 Hz)。

电阻器R5, R6。将输入信号偏置到中间电源点(地或AVDD/2=2.5V),适配单电源操作。

对于单电源(AVDD=5V),LHA9954的差分输入需偏置到2.5V,以确保输入信号在ADC的共模范围(0.5V至4.5V)内。

R5和R6连接AINP和AINN到2.5V偏置点,形成高阻抗偏置网络。

偏置电压由低阻抗2.5V源提供(例如通过电压跟随器或LDO分压)。

R5、R6值需较高(例如100 kΩ至1 MΩ),以最小化对输入信号的衰减。

偏置网络的热噪声为:

需确保噪声贡献<0.1 μV RMS

低阻抗2.5V源可通过运放(如TI OPA376)或精密LDO生成,噪声<10 nV/√Hz。

前级需要保护一下:二极管连接AINP和AINN到电源轨(AVDD和地),当输入电压超过ADC内部ESD二极管的额定值(通常±6V)时,钳位电压。

低漏电流肖特基二极管(如BAT54)或TVS二极管(如SMF5.0A)。肖特基二极管-防倒灌的好兄弟

二极管漏电流需极低(<1 nA),以避免增加输入噪声或偏移。

瞬变电压可能由检波器或外部干扰引起,需评估最大瞬变幅度(例如±10V);若瞬变风险低,可省略二极管以简化电路并降低噪声。我直接接入!

还有一个基准源呢!LHR3050(5V基准),R7, C5, C7。LHR3050为ADC提供高精度5V基准电压。

R7和C5组成可选的RC滤波器,降低带内参考噪声。C7为强制性高频旁路电容,提供参考输入的瞬态电流。

其中基准电压直接影响ADC的满量程范围(±2.5V差分)和噪声性能。

RC滤波器(R7, C5)形成低通滤波,截止频率为:

可取个R7=1 kΩ,C5=10 μF,fc≈15.9Hz,可有效衰减高频噪声。

C7(典型100 nF)提供高频旁路,需靠近LHA9954的REFP引脚。

LHR3050的噪声需<3 μV RMS,RC滤波器可进一步降低至<0.1 μV RMS。

另外引入的增益误差:R7=1 kΩ引入1%增益误差,可通过软件校准(FSC0-FSC2寄存器)补偿消除。

C5的介电吸收(例如钽电容)可能导致几秒至几分钟的稳定时间,建议使用C0G或薄膜电容。

另外使用 SYNC 引脚作为多ADC共享在上面对的每个ADC需独立RC滤波器,以避免耦合噪声。

C7电容使用低ESR陶瓷电容(100 nF),放置距离REFP引脚<1 cm。

啊啊啊啊,最后一段了,不想写了,但是得写,是关于性能评价的。

结合地震波检测需求(总RMS噪声<1.0 μV RMS,动态范围140 dB,带宽300-400 Hz,THD<-120 dB,功耗<20 mW),分析电路设计对性能的影响:

差模滤波器;R1-R4(1 kΩ)热噪声约为:

400 Hz带宽内,RMS噪声约0.05 μV,远低于1.0 μV RMS。

共模滤波器;C2、C3的漏电流和R1、R2的噪声贡献<0.1 μV RMS。

偏置电阻:R5、R6(100 kΩ)噪声约0.4 μV RMS,需优化至1 MΩ以降低至0.13 μV RMS。

基准电压:LHR3050+RC滤波噪声<0.1 μV RMS。

总噪声(含LHA9954,PGA=64,73 nV RMS):

满足<1.0 μV RMS要求。

动态范围

LHA9954动态范围151 dB(2.5 V / 73 nV),满足140 dB要求。

差模滤波器不影响信号幅度,RC滤波器(R7)引入1%增益误差,可校准。

二极管可能引入非线性失真(THD略升),但在低漏电流下影响可忽略。

带宽

差模滤波器(R1=R3=1 kΩ,C4=100 nF)截止频率:

通带(300-400 Hz)平坦,满足需求。

共模滤波器(R1=1 kΩ,C2=100 nF)截止频率约1.6 kHz,不影响差模信号。

THD

LHA9954 THD=-130 dB,满足<-120 dB。

差模/共模滤波器为线性网络,不引入失真。

二极管可能在高电压下引入非线性,需选择低漏电流型号。

基准电压滤波器(R7, C5)不影响THD。

另外通过优化滤波器、偏置网络和基准电压设计(这就不写了),可进一步降低噪声(至<0.2 μV RMS)和稳定时间,同时保持超低失真和低功耗。

还是说一下吧!

调整R1-R4至2 kΩ,C4至47 nF,使差模截止频率接近500 Hz,增强抗混叠。使用C0G电容(C2, C3, C4)以降低介电吸收和失真。

另外换了 LHA 的基准,什么东西,换 TI 的!替换LHR3050为TI REF5050(噪声<3 μV RMS,功耗<2 mW)。

使用C5=1 μF薄膜电容,R7=1 kΩ,降低稳定时间至<1 s。C7(100 nF)贴近REFP引脚,减少寄生电感。

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原始发表:2025-05-05,如有侵权请联系 cloudcommunity@tencent.com 删除

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